Новая
топология для мощных УМЗЧ
При создании усилителей
большой мощности в выходном каскаде приходится применять параллельное включение
специально подобранных и согласованных групп транзисторов, что заметно
усложняет и удорожает изготовление усилителя. Гораздо проще и дешевле
использовать в этом каскаде лидеров по коэффициенту усиления и мощности - биполярные транзисторы
с изолированным затвором (IGBT), так как отпадают вопросы подбора и установки групп
транзисторов. Но считается, что такие транзисторы могут работать только в
переключательных режимах. К тому же среди них практически нет комплементарных
пар.
В настоящее время
сложилось устойчивое мнение, что только каскады с симметричным выходом на
комплементарных транзисторах способны обеспечить высокие параметры УМЗЧ . Это происходит из-за того,
что практически все они повторяют топологию разработанную Лином на фирме RCA еще в 1956 г., - входной
дифференциальный каскад, второй каскад усиления напряжения и выходной
симметричный двухтактный каскад - усилитель тока. Но эта структура далеко не оптимальна, если одно из
плеч выходного каскада построено по схеме Шикпаи, как это бывает при
конструировании УМЗЧ с мощными транзисторами одинаковой проводимости.
Главная проблема
усилителя с выходным каскадом на транзисторах одинаковой проводимости - это
потенциальная неустойчивость порождаемая тем, что одно из плеч выходного
каскада охвачено местной отрицательной обратной связью. В результате существенно
различаются фазо-частотные характеристики плеч. А это порождает звон и паразитную
генерацию в выходном каскаде и требует дополнительной коррекции,
симметрирующей такой выходной каскад, что снижает общую частоту среза УМЗЧ и
приводит в итоге к повышению искажений [1]. Хотя такие схемы у конструкторов
энтузиазма не вызывают, тем не менее, транзисторы одинаковой проводимости
широко используются в выходных каскадах мощных микросхем УМЗЧ в силу дешевизны
производства. Конечно, среди биполярных транзисторов комплементарных пар
достаточно много, и трудности возникают только с подбором пар комплементарных
транзисторов группы IGBT, привлекательность
использования которых очевидна. Это сдерживает применение таких транзисторов,
при их неоспоримых достоинствах перед биполярными и полевыми транзисторами.Существуют мостовые схемы
мощных каскадов, в которых не требуются комплементарные пары транзисторов. Но
они довольно сложны, и в них сложно использовать эффективную обратную связь, в результате мостовые
схемы не получили широкого распространения, кроме автомагнитол, где их
используют из-за ограниченного напряжения питания.
Рассмотрим отдельно
несимметричный двухтактный выходной каскад на IGBT (рис. 1), когда верхний транзистор включен по схеме с
общим коллектором а нижний транзистор- по схеме с общим эмиттером.
Зависимость выходного
напряжения от тока управления для верхнего транзистора составит: UH = lэ(1+R3 * S ) *Rн, а для нижнего транзистора - UH = lэ*R3*S*RH. Можно заметить, что эти зависимости выходного напряжения очень близки,
и при равном значении крутизны и большом сопротивлении резисторов в цепи
затвора (R1, R2) выходной каскад
практически симметричен. Но симметрия и линейность - это разные свойства. А
замечательное свойство этой схемы в том, что различие крутизны транзисторов
можно компенсировать подбором резисторов. Такая симметрия недостижима для
комплементарных полевых транзисторов. Различие крутизны у комплементарных пар
полевых транзисторов достигает 300%, примерно такая же разница и их входной
емкости.
Конечно, симметрия
высока только на низких частотах, какими представляют и звуковые частоты.
Задача состоит в том, чтобы построить схему с сохранением симметрии в наиболее
широком диапазоне частот. И здесь топология Лина уже не является оптимальной.
Но вернемся к схеме
на рис. 1. Недостаток каскада заключается в том, что для каждого плеча
требуется свой генератор сигнала, и в результате возникают трудности с обеспечением
термостабильности тока покоя каскада. Гораздо удобнее схема возбуждения каскада
на рис. 2. Привлекательность ее в том, что теперь не требуются два источника
сигнала, и управление таким каскадом гораздо проще. Более того, здесь
изменение сопротивления источника сигнала R изменяет ток от источника тока к резисторам в цепи
затворов транзисторов, причем изменение сопротивления Rr приводит к противофазному
изменению напряжения на затворах транзисторов. При увеличении Rr отпирается верхний транзистор
и запирается нижний, при уменьшении Rr запирается верхний транзистор и отпирается нижний. Суммарное значение
токов на затворных резисторах, при любом значении Rr, остается неизменным и определяется источником тока. ,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,То есть, здесь осуществляется преобразование
входного сигнала в управляющий симметричный противофазный ток, но в десятки
раз различающееся управляющее напряжение, для верхнего и нижнего плеча
несимметричного выходного каскада, что необходимо для управления
несимметричным выходным каскадом. Так реализуется двухтактный режим работы
мощного несимметричного выходного каскада. Начальный ток выходных транзисторов и
термостабилизация тока покоя достигается изменением тока одного источника тока,
так как при уменьшении тока источника тока запираются оба транзистора.
Построение
выходного каскада на транзисторах одинаковой структуры проводимости по
предлагаемой схеме достаточно привлекательно простотой, особенно при большой
выходной мощности усилителя (более 100 Вт), когда IGBT-
транзисторы имеют ряд преимуществ перед биполярными и
полевыми транзисторами. К тому же, по мнению разработчиков фирмы PLINIUS звучание с усилителями на
транзисторах п-р-п структуры лучше, чем на транзисторах р-п-р структуры, и в
дорогих моделях они предпочитают асимметричный выходной каскад [2]. Объясняют
это тем, что транзисторы предпочтительной структуры более линейны и имеют лучшие
частотные свойства, а также больший коэффициент усиления.
Для эффективного
использования IGBT, а также полевых
транзисторов одинаковой проводимости мною предлагается новая структура УМЗЧ
[3] - входной каскодный усилитель далее составной каскад на транзисторах
разной проводимости с источником тока и стабилитроном и, наконец, двухтактный
несимметричный выходной каскад с транзисторами одинаковой структуры. Эта
структура с вольтдобавкой и вспомогательными цепями показана на рис. 3. Новая структура создает
самый короткий путь прохождения сигнала к нижнему транзистору, который имеет наихудшие частотные
свойства и, несмотря на простоту, имеет большой общий коэффициент усиления.
Рассмотрим схему на
рис. 3 подробнее. Входной сигнал, через резистор R1, определяющий входное сопротивление усилителя, поступает на базу
транзистора VT1. Включение этого транзистора
в каскоде позволяет использовать на входе низковольтный высокочастотный
малошумящий транзистор и нейтрализовать эффект Миллера, а также уменьшить
влияние синфазного напряжения. Транзистор VT2 должен выдерживать требуемое напряжение, т.е. быть относительно
высоковольтным. Использование "сломанного каскода", вместо обычного,
защищает транзисторы VT1 и VT2 от пробоя, так как при перегрузке входным сигналом рост тока VT1 и VT2 ограничен
резистором R3.
Использование
дифференциального входного усилителя вместо каскодного приведет к уменьшению
крутизны входного каскада в два раза и увеличению шума входного каскада на 2
дБ, а это, в конечном счете, приведет к росту искажений. Также появится
необходимость в подборе пары входных транзисторов.
С выхода каскодного
усилителя сигнал поступает на со ставной каскад на транзисторах VT3 VT4, которые осуществляют
функцию Rr. Эти транзисторы включены по
структуре ОБ-ОЭ с объединением по эмиттерам, что является оптимальным для
выбора и использования транзисторов. Коэффициенты усиления по напряжению и по
мощности транзисторов VT3 и VT4 сильно различаются, это требует применения в качестве VT3 высоковольтного транзистора средней мощности,
частотные свойства которых, как правило, гораздо хуже маломощных низковольтных
транзисторов. Поэтому включение его в режиме ОБ более эффективно, чем в режиме
ОЭ. Усиление по напряжению для VT4 не
столь велико, как для VT3. Поэтому включение его в
режим ОЭ не слишком сильно ухудшит общую АЧХ.
Выбор подходящего дешевого
высоковольтного транзистора п-р-п структуры для VT3 не вызывает проблем, а транзистор VT4 - низковольтный маломощный р-п-р структуры из высокочастотных
транзисторов широкого применения.
Полевые транзисторы
в качестве VT1 ...VT4 использовать
нецелесообразно, так как они имеют меньшую крутизну, чем биполярные транзисторы, что будет эквивалентно снижению усиления каскадов и
линейности усилителя в целом.
С целью увеличения
максимальной амплитуды напряжения для полупериодов плюсовой полярности введена
вольт- добавка в виде цепи R6, С1.
Хотя вместо вольтдобавки можно применить дополнительное питание, что расширит
диапазон работы усилителя в область низких частот. Стабилитрон VD1 компенсирует остаточное падение напряжения на
транзисторах VT3, VT4 в
полупериоды минусовой полярности и тем самым уменьшает напряжение насыщения по минусу питания.
Применение
параллельной ООС, вместо более распространенной последовательной ООС, делает
усилитель менее чувствительным (в части линейности) к изменению сопротивления
источника сигнала. Так, при его увеличении нелинейные искажения усилителя не
возрастают как это происходит при использовании последовательной ООС [4].
Замечательным
свойством предлагаемой структуры является "естественное" ограничение
максимального выходного тока. Дело в том, что напряжение на резисторах R5, R7 может максимально принимать только удвоенное
значение от первоначального, и выбором сопротивления эмиттерных резисторов R8, R9 можно ограничить
максимальный ток транзисторов, рассчитав его по формуле: Imax = (2Uнач
– Umax)/Rэ,
где Uнач - напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT5, VT6, при котором через транзисторы течет заданный начальный
ток; Umax - напряжение затвор-эмиттер транзисторов VT5, VT6 при протекании через них
максимального тока; Rэ -
сопротивление резисторов R8, R9.
Благодаря тому, что
максимальное напряжение на резисторах R5, R7 не превышает удвоенного значения от начального
(например: если Uзэ нач 5,7 В, то Uзэ max = 11,4 В), нет
смысла устанавливать защиту затворов от перенапряжения. А так как токи всех
приборов усилителя ограничены, нет необходимости в дополнительных схемах
защиты каскадов, что заметно упрощает усилитель.
На практике
напряжение затвор-эмиттер транзисторов при протекании через них максимального
тока заранее не известно, поэтому экспериментальным подбором Rэ осуществляется
выбор I max.
Как нетрудно
заметить, R8 и R9 выполняют не только ограничительную, но и линеаризующую функцию для VT5 и VT6, создавая
местную ООС в самих нелинейных элементах.
Вариант
практической схемы реализации мощного УМЗЧ приведен на рис. 4.
Как видно из
приведенных параметров технических характеристик, описываемый усилитель не уступает
по качеству лучшим усилителям с симметричной структурой, и такая высокая
выходная мощность реализована всего на восьми транзисторах! Неплохой результат
при затратах на комплектующие порядка 10 USD, с учетом того, что не нужен подбор и отбор групп транзисторов. И
вообще схема является одной из лучших по соотношению затраты/качество.
Наиболее подробно
особенности работы УМЗЧ можно описать по полной схеме (рис. 4) следующим
образом. Входной
сигнал, через цепь С1, R1, задающую нижнюю граничную
частоту и входное сопротивление, поступает на базу транзистора VT1. В качестве входного выбран СВЧ транзистор КТ368А (для быстрого выхода из
насыщения после перегрузки при ограничении выходного сигнала). На базу этого
же транзистора поступает сигнал обратной связи через цепь С2, R3.
Цепь СЗ, R2, R4 , R7 предназначена для установки нулевого напряжения
смещения на выходе усилителя. Так как подстроечный резистор R7 со временем может изменить сопротивление, вместо него лучше установить
подобранный при настройке постоянный резистор. Диоды VD2 и HL1 задают смещение на базу
транзистора VT2 и одновременно осуществляют
термокомпенсацию нулевого напряжения на выходе усилителя за счет одинаковых тепловых
коэффициентов транзистора VT1 и
диода VD2 (он же задает напряжение
смещения по цепи R2, R4, R7).
Конденсатор С4
осуществляет коррекцию входного каскада. С коллектора VT1 сигнал через VT2 поступает на базу
эмиттерного повторителя на транзисторе VT3. Его задача - повышение входного сопротивления и тем самым повышение
общего усиления, а также ускорение запирания транзистора VT5 и нейтрализация эффекта Миллера. Стабилитрон VD3 увеличивает напряжение питания для VT3 и тем ускоряет запирание транзисторов VT4, VT5, увеличивая скорость
переднего фронта.
С эмиттера VT3 сигнал поступает на базу транзистора VT5. Цепь L1, R13 осуществляет коррекцию составного каскада на
транзисторах VT4 и VT5. С коллектора транзистора VT5 сигнал
поступает на затвор выходного транзистора нижнего плеча. С коллектора транзистора VT4 аналогичный, но противофазный токовый сигнал
поступает через стабилитрон VD7 на
затвор выходного транзистора верхнего плеча.
Цепь R11, С7 в базе VT4 осуществляет инклюзивную коррекцию выходного каскада, повышающую
устойчивость усилителя в режиме ограничения. Цепи С10, R22 и L2, R24 повышают
устойчивость усилителя при изменении сопротивления нагрузки и при ее емкостном
характере.
Диод VD8 уменьшает в два раза тепловую мощность, рассеиваемую
на резисторе R20, за счет того, что по нему
течет только ток зарядки конденсатора С8. Ток покоя выходного каскада, равный
0,2 А, выставляют подстроенным резистором R17.
Для
термостабилизации тока покоя УМЗЧ диоды VD5 и VD6 устанавливают на теплоотвод
рядом с выходными транзисторами. Транзисторы VT4, VT6 снабжают небольшими пластиночными теплоотводами, так
как рассеиваемая ими тепловая мощность достигает 0,8 Вт. Светодиод HL2 используется для задания смещения источника тока на
транзисторе VT6 и одновременно для
индикации включения усилителя.
Выходные
транзисторы необходимо установить на радиаторе площадью не менее 3000 см2.
Применение вентилятора позволит резко сократить его размеры, что заметно уменьшит
габариты и вес усилителя.
При первом
включении усилителя для защиты выходных транзисторов резисторы R19 и R23 рекомендуется
заменить более высокоомными (до 3…10 Ом), и лишь после проверки напряжения на затворах можно установить
соответствующие схеме 0,1 0м и выставить ток покоя. При этом для IRG4PC30W напряжение Uзэ = 5,7 В.
Требования к монтажу
усилителя подробно описаны в многочисленных работах и статьях, и для получения
достойного результата ими нельзя пренебрегать. Следует раздельно провести
слаботочные и сильноточные шины питания, общие провода сигнальных цепей и
питания разделять объединяя их в одной точке только подводкой
"звездой", полезно применять экраны для входных и слаботочных цепей.
Здесь наиболее важно общую шину входного сигнала соединить непосредственно с
эмиттером VT1, чтобы по ней не текли
посторонние токи, создающие наведенные искажения. Соединения выводов выходных
транзисторов с платой необходимо выполнять по возможности более короткими.
Мощные транзисторы желательно установить на радиаторы через бериллиевые
прокладки для уменьшения емкостной паразитной связи.
Как видно из полной
схемы (рис. 4), в усилителе применена довольно сложная коррекция АЧХ (четыре
конденсатора и дроссель, не считая резисторов). Это небольшая плата за то,
чтобы несимметричная структура вела себя не хуже симметричной (с комплементарными приборами)
и получить высокую устойчивость усилителя в зоне ограничения. Можно сказать, что первая проблема достижения
малых искажений после выбора структурной схемы - это проблема выбора
коррекции АЧХ усилителя создающей необходимый запас устойчивости усилителя при
большом изменении выходных токов и напряжений, и в то же время обеспечивающей
минимальную фазовую задержку в рабочем диапазоне частот. В большинстве случаев
именно коррекция становится определяющей, сводя на нет достоинства многих схем.
Разработчик всегда
находится перед дилеммой - увеличить ли глубину общей ООС для улучшения
линейности усилителя или уменьшить ее глубину, чтобы увеличить запас
устойчивости, который необходим, если сопротивление АС имеет сложный характер. И
если усилители звучат по-разному, то в большой степени это связано с запасом
устойчивости, который очень заметно проявляется на больших уровнях [5].
Именно поэтому УМЗЧ с "простыми" схемами часто показывают лучшие
результаты, чем имеющие сложную (часто на микросхемах) структуру. А каждый
новый каскад должен вводиться после тщательных испытаний эффективности новых элементов. Тем более, что
увеличение глубины ООС в большинстве случаев не дает желаемого результата, а
лишь ухудшает запас устойчивости. И тут на первый план выходит правильная
оценка критериев линейности и динамической устойчивости усилителя, которые в
свою очередь зависят от грамотной коррекции. Причем грамотная коррекция должна
минимизировать фазовую задержку в рабочем диапазоне частот, не ухудшая общую
устойчивость. Часто гораздо эффективней хорошая коррекция, чем новый каскад.
Конечно, выбранный
способ баланса нуля на выходе усилителя далеко не лучший, и он привлекателен
лишь своей простотой. На выходе УМЗЧ может возникать "плавающее"
смещение до нескольких десятков милливольт, но оно не сказывается заметно ни
на звуке, ни на рабочей точке выходных транзисторов. Для уменьшения же ухода
"нуля" полезно ввести узел слежения на прецизионной микросхеме, пусть
это и усложнит усилитель.
Примененные транзисторы
IRG4PC30W недороги, но они имеют заметную нелинейность на
начальном участке и большую входную емкость. Если проверить весь ряд серий IGBT, предлагаемых изготовителями, то наверняка можно
найти приборы с большей линейностью и меньшей входной емкостью. У автора не
было возможности провести такую работу. С предложенными транзисторами можно
улучшить линейность в два раза увеличением тока покоя до 0,5 А, но это
потребует увеличения площади радиатора.
В заключение хочу
отметить, что если нет потребности в большой мощности усилителя, то вполне
можно использовать на выходе вместо IGBT транзисторов полевые транзисторы с изолированным затвором и каналом n-типа, линейность
которых заметно выше. Усилитель получит более высокую линейность, при этом
надо только подобрать резисторы для другого напряжения питания и стабилитроны
для другого напряжения затвора. Уменьшенный по мощности аналог УМЗЧ на
полевых транзисторах, соответствующий приведенной здесь схеме, успешно
эксплуатируется автором в течение шести лет, доставляя массу приятных минут при
прослушивании в домашних условиях разного рода музыкальных программ.
Литература
1. Данилов А.А. Прецизионные усилители низкой
частоты М Горячая линия - Телеком, 2004.
2. Козырев В Усилители "Krell KAV-4-xi",
"Audio Analogue Maestro", "Plinius 9200". - Аудио Магазин, 2003, №6, с.
71,72.
3. Шпак С.В. Патент RU №2316891 от 10.04.2006.
4 Дуглас Селф о
ранее не замеченном источнике искажений транзисторных УМЗЧ с общей ООС -
Радиохобби, 2003, №3, с. 10,11.
5. Витушкин А.,
Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звучания. - Радио 1980, №7,
с 36,37.
Сергей Шпак г.Казань Татарстан
P.S. На сайте уже поднималась тема редакционных ошибок , здесь ещё один пример такой ошибки : -
Vovk@