Универсальный контроллер полумостового ИБП

Автоколебательные полумостовые инверторы с коммутирующим трансформатором, получившие ши­рочайшее распространение в нестабилизированных импульсных блоках питания, обязаны этим своей пре­дельной простоте Однако на этом их положительные качества и исчерпываются, в то время как список их недостатков достаточно длинен. Главный недостаток - сложность в расчете. Особенно это касается комму­тирующего трансформатора, задающего основной па­раметр такого ИБП - его рабочую частоту Большин­ство радиолюбителей даже не пытаются его рассчи­тывать, а либо повторяют уже известные моточные данные, либо подбирают их на готовой конструкции, как говорится, "по месту" Трудности повторения и под­бора усугубляются еще и тем, что для изготовления коммутирующего трансформатора желателен не лю­бой магнитный материал, а имеющий характеристику намагничивания с петлей гистерезиса прямоугольной формы и небольшой площади. Это приводит к тому, что в любительских условиях, когда применяется не то, что надо, а то, что есть (ведь ферритовые изделия редко бывают внятно промаркированы), точное повто­рение маловероятно. То же самое касается и настрой­ки. Будучи один раз изготовлен, этот трансформатор определяет частоту генерации на все время эксплуа­тации блока, и никакая оперативная регулировка при этом невозможна Кроме того, для инверторов, в ко­торых генерация поддерживается благодаря положи­тельной ОС по току, характерным недостатком явля­ется сильная зависимость параметров блока от нагруз­ки, вплоть до полного отказа при ее снижении. А если перейти на ПОС по напряжению, появляется другая неприятность - уж очень большая доля выходной мощ­ности потребляется цепью ПОС, значительно ухудшая КПД блока. Особенно это заметно на ИБП малой мощ­ности - в единицы ватт. Так например, в ИБП, описан­ном в [1], до половины выходной мощности отбира­лось цепью ПОС, где большая ее часть расходовалась на нагрев балластного резистора.

Именно поэтому, видимо, автор конструкции, опуб­ликованной в [2], решился на значительное усложне­ние схемы ИБП, хотя в ней не предусмотрены ни стаби­лизация, ни ШИМ. Ему уда­лось продемонстрировать несколько новых и, как вы­яснилось, эффективных приемов схемотехники бло­бло­ков питания (ниже их приме­нение будет рассмотрено под­робнее). Тем не менее универ­сальной схему [2] назватьнельзя и, прежде всего, из-за ее сложности. Две мик­росхемы (одну из которых к тому же приходится про­граммировать), кварцованная тактовая частота, мос­товая силовая часть - все это спроектировано под кон­кретный случай и явно излишне, скажем, для ИБП мощностью в несколько ватт. А ведь таких большин­ство - если подсчитать количество всем знакомых чер­ных кубиков-адаптеров, приходящееся на одну сред­нестатистическую квартиру, то оно, скорее всего, бу­дет не менее десятка штук. Поэтому создание простей­шего контроллера, пригодного для ИБП мощностью единицы-десятки ватт, и по сложности ненамного пре­вышающего инвертор с коммутирующим трансформа­тором, остается актуальной задачей.

Попробуем сформулировать список требований, которым должен удовлетворять такой контроллер. Основой его должна быть логическая микросхема широко распространенной серии (лучше всего-един­ственная) Силовая часть - по схеме полумоста (при­чем необязательно на полевых ключах), поскольку это, по сравнению с полным мостом, вдвое упрощает схе­му ключей и во столько же раз уменьшает потребную выходную мощность предвыходного каскада, не огра­ничивая (вопреки утверждаемому в [2]) выходную мощность самого блока питания. Параметры рабоче­го режима (частота, длительность защитных интерва­лов) должны легко устанавливаться подбором RC-це- пей. Специальные меры, связанные с пуском, поме- хозащитой и аварийными режимами, могут быть уп­рощены до предела или вообще отсутствовать (кро­ме плавкого предохранителя, конечно). В том, что для маломощных ИБП такое упрощение допустимо, мож­но убедиться, ознакомившись со схемотехникой энер­госберегающих ламп. Практика подтвердила это до­пущение.

Схема контроллера, в основном удовлетворяющего этим требованиям, показана на рис. 1

Чтобы получить нужную для управления силовыми ключами мощность, применена подсказанная в [2] КМОП-логика серии КР1564 (аналог 74НС), которая обладает наносекундным быстродействием и высокой нагрузочной способ­ностью при небольшом напряжении питания. Но, в от­личие от конструкции [2], использован только один уп­равляющий трансформатор Т1. Частоту преобразова­ния ИБП задает симметричный мультивибратор на эле­ментах DD1.1, DD1.2. Выход контроллера представля­ет собой мостовую схему на четырех логических эле­ментах DD1.3...DD1.6. Защитный интервал величиной 6...15% от ширины управляющего импульса, позволя­ющий гарантированно защитить силовые ключи от сквозных токов, а также дать завершиться переход­ным процессам при коммутации, формируется про­стейшим способом - задержкой входного сигнала од­ного из плеч с помощью интегрирующей цепочки R4, Сб. Поскольку фронты и спады импульсов этого пле­ча оказываются завалены, их приходится восстанав­ливать, применяя для этого триггеры Шмидта. Таким образом, в схеме контроллера рис. 1 могут быть ис­пользованы только логические инверторы, содержа­щие триггеры Шмидта, т.е. КР1564ТЛ2 или 74НС14.

Если согласиться на некоторое усложнение схемы, то можно использовать более распространенные триг­геры Шмидта типа К561ТЛ1. Однако для получения нужной нагрузочной способности в этом варианте на выходе все равно требуется применение инверторов серии КР1564. Схема такого контроллера показана на рис. 2.

 Здесь задающий генератор DD1.1 настроен на частоту вдвое больше рабочей, а счетный триггер DD2, деля ее на 2, обеспечивает идеальную симметрию уп­равляющих импульсов. Если это не требуется, то мож­но построить задающий генератор в виде симметрич­ного мультивибратора, как на рис. 1. Некоторая не­симметрия выходного сигнала такого мультивибрато­ра может привести к появлению на выходе постоян­ной составляющей, подмагничивающей трансформа­тор Т1. Чтобы этого избежать, последовательно с пер­вичной обмоткой Т1 включен конденсатор С7. Кстати, для уменьшения несимметрии желательно применять во времязадающих цепочках этого мультивибратора как можно более точные резисторы и конденсаторы (во всяком случае, с допуском не хуже 5%).

Цепи питания такого ИБП аналогичны описанным в [2]. Но поскольку энергопотребление управляющей части гораздо ниже, емкость балластного конденсато­ра С1 уменьшена втрое. Емкость сглаживающего кон­денсатора С2 выбирается исходя из требуемого каче­ства фильтрации низкочастотных пульсаций и может быть гораздо больше, чем указано на рис. 1. Однако при этом в цепи заряда этого конденсатора желатель­но предусмотреть низкоомный позистор или хотя бы обычный резистор, ограничивающий стартовый ток че­рез диоды VD2.

Цепи управления полевыми ключами также анало­гичны описанным в [2], если не считать уменьшения сильно завышенных номиналов конденсаторов С8, С9 до реально необходимых значений. Вообще управле­ние полевыми ключами связано с некоторыми тонко­стями, о которых в [2] упомянуто лишь вскользь. По­пробуем подробнее разобраться в этом вопросе. Для этого рассмотрим малоизвестную, но очень полезную и информативную характеристику - зависимость со­противления канала MOSFET-транзистора от напря­жения из-и. Хотя она почти никогда не публикуется в справочниках, ее нетрудно снять самостоятельно, пользуясь обычными любительскими приборами - омметром и регулируемым источником постоянного напряжения.

 На рис. 3 показаны такие характеристи­ки для тех транзисторов, которые оказались у автора под рукой в количестве не менее 2...3 штук (меньше было бы статистически недостоверно). Главное, что видно из этих графиков - коммутация ключа происхо­дит в узкой переходной зоне управляющих напряже­ний, которая для большинства распространенных транзисторов составляет примерно 2,5...3,5 В. Нало­жим эти значения на реальную осциллограмму управ­ляющих импульсов на затворе одного из транзисто­ров полумоста (рис. 4), и из нее становится понятен смысл защитных интервалов (ступенек на фронтах им­пульсов): если они располагаются ниже уровня запи­рания, то когда один ключ открыт, другой гарантиро­ванно закрыт. Во время самого защитного интервала закрыты оба ключа. Кроме того, из рис. 4 видно, что крутые фронты управляющих импульсов нужны лишь в этой переходной зоне , чем быстрее удается ее про­скочить, тем меньше динамические потери в ключах. Остальная часть импульса определяет статические потери (т.е. падение напряжения на открытом ключе и утечку через закрытый) и может иметь достаточно произвольный вид Далее, из рис. 4 следует, что не всегда полезно завышать амплитуду управляющих импульсов для уменьшения сопротивления открытого транзистора. Действительно, если увеличить напря­жение питания управляющей части контроллера до 6 В, предельно допустимых для КР1564, то верхушки уп­равляющих импульсов будут выше, и мы получим не­которое снижение статических потерь на открытом ключе, но одновременно защитные интервалы тоже приподнимутся и окажутся в переходной зоне. Появят­ся моменты, когда оба ключа будут полуоткрыты, и об­разовавшиеся от этого сквозные токи "съедят" полу­ченный выигрыш. И, наконец, из рассмотрения графи­ков рис. 3 видно, что не все транзисторы одинаково пригодны для работы с таким контроллером. Если при­менить 2SK945 или IRF840, для которых переходная зона располагается в диапазоне 1,7. .2,5 В, и ничего не менять в цепях управления ключами, то защитные интервалы как раз попадут в этот диапазон, и сквоз­ных токов тогда не избежать. Существует также боль­шой класс современных MOSFET-транзисторов с по­роговой зоной 1... 1,5 В (т.н. "логические", т.е. допус­кающие непосредственное управление от низковоль­тной логики, в их обозначении обычно присутствует буква L), для которых это тем более недопустимо без соответствующего снижения уровня защитных интер­валов. Автор в описываемых ИБП чаще всего исполь­зовал транзисторы SSS2N60A фирмы Samsung (2 А, 600 В) как наиболее дешевые, к тому же имеющие пол­ностью изолированный пластиком корпус. В маломощ­ных вариантах ИБП были опробованы также D2NC40 в корпусах для поверхностного монтажа, добытые из энергосберегающих ламп. Напряжение питания кон­троллера для этих транзисторов нужно увеличить до 6 В, поскольку они, согласно рис. 3, имеют наиболее высокое сопротивление канала и самую "правую" ха­рактеристику управ­ления.

Контроллер позво­ляет использовать в качестве ключевых элементов и биполярные NPN-транзисторы. Схема такой сило­вой части показана на рис. 5, причем число витков обмоток II и III трансформатора Т1 в ней, естественно, должно быть не таким, как для полевых. Другое важное отличие кон­троллера, обслуживающего биполярные ключи - не­обходимость учесть большее, чем у полевых, время закрывания. Для этого надо увеличить длительность защитных интервалов до 20...25% от ширины управ­ляющего импульса, что достигается увеличением емкости конденсатора С6 (см. рис. 2 по сравнению с рис. 1) или сопротивления резистора R4. Осциллог­рамма управляющего импульса для биполярного клю­ча показана на рис. 6.

 Надо подчеркнуть, что при та­ком управляющем сигнале выходное напряжение по­лумоста имеет прямоугольную (неступенчатую) фор­му, поскольку ступеньки защитных интервалов мас­кируются затянутым закрыванием транзисторов. В ре­альной конструкции это достигается подбором резис­тора R4, т.е. первоначальной установкой заведомо большего номинала, а затем уменьшением R4 до по­лучения прямоугольной формы напряжения на выхо­де блока. Слишком большое значение R4 приводит к проходу защитных ступенек на выход, зауживанию вы­ходных импульсов и недобору по мощности (эффект, равноценный ШИ-регулированию), а чрезмерно малое - к сквозным токам, перегреву ключей и выходу их из строя. Чтобы оценить выходную мощность, которую способен выдать полумост на биполярных транзисто­рах, управляемых таким контроллером, можно изме­рить с помощью осциллографа на резисторе R6 ток базы открытого транзистора. В авторском экземпля­ре он оказался равным 15 мА. Транзисторы MJE13001, MJE13003, 2SC2482 или 2SC2611 из энергосберегаю­щих ламп, имеющие невысокий И21э, при таком токе базы позволяют управлять коллекторным током до 100... 150 мА. Следовательно, можно ожидать от таких транзисторов выходной мощности около 12...20 Вт. Дли­тельный прогон такого ИБП, нагруженного на 5-ваттную лампочку показал, что транзисторы 2SC2482 в корпу­сах Т092, не снабженные никакими радиаторами, оста­вались холодными.

Теперь о конструктивных особенностях. Как легко догадаться из вышеописанного, автор старался бази­роваться на широко доступных компонентах из неис­правных энергосберегающих ламп. Оттуда брались не только транзисторы, но и магнитопроводы, изготов­ленные, как показала практика, из высококачествен­ных "силовых" ферритов. Хотя описание выходной цепи ИБП выходит за рамки контроллерной тематики, можно упомянуть, что силовой трансформатор Т2 на LU-образных магнитопроводах, взятых из ламп и сло­женных по 2...4 штуки вместе, способен выдать на вы­ход до 40... 100 Вт, работая на частоте 80... 100 кГц. Именно такую рабочую частоту обеспечивает задаю­щий генератор в схеме рис. 1 (на рис. 2 - вдвое боль­шую). Для ИБП мощностью в единицы ватт достаточ­но одного такого магнитопровода. Для тех, кто хотел бы воспользоваться помощью компьютера при расче­те силового трансформатора, можно порекомендовать удобную программу Е. Москатова "Transformer 2.0.0.0", выложенную на сайте [3]. Существуют и другие про­граммы такого рода. Возможные замены диодов впол­не очевидны: все диодные мосты можно собрать на взятых из ламп диодах 1 N4007, стабилитрон VD3 го­дится любой 5-вольтовый, а в качестве VD4, VD5 мож­но ставить любые кремниевые быстродействующие, например, КД521.

Управляющий трансформатор Т1 намотан на фер- ритовом кольце, взятом из коммутирующего транс­форматора энергосберегающей лампы. Технология его изготовления, описанная в [2], оказалась весьма удач­ной и эффективной, хотя не во всем корректной. Если кольцо эмалированное, то оно пригодно для намотки сразу. Если нет, то его надо подготовить - не только закруглить наждачной шкуркой острые грани, но и обязательно изолировать всю поверхность с помощью полоски лакоткани. Пренебрежение этой мерой в прак­тике автора, пока он не узнал, что ферриты многих марок обладают неплохой электропроводностью, не раз приводило к сгоранию силовых транзисторов. Да­лее, как рекомендовано в [2], изготавливается жгутик длиной около 0,5 м из четырех сложенных вместе и часто перевитых (несколько скруток на 1 см) обмоточ­ных проводов диаметром 0 12...0,2 мм. Этим жгутиком делается 25 витков равномерно по всей окружности кольца (для управления полевыми транзисторами). За­тем концы расплетаются, и два из этих проводов ис­пользуются как обмотки II и III, а остальные два соеди­няются последовательно, образуя обмотку I. Такой ме­тод обеспечивает хорошую связь между обмотками и минимальное рассеивание магнитного поля, благода­ря чему передача управляющих импульсов на затворы происходит без искажений и потери быстродействия, с минимумом паразитных "звонов". Для управления би­полярными транзисторами обмотка I должна иметь 50 витков, а II и III - по 10 витков. Намотать их общим жгутиком при такой разнице затруднительно, тем не менее надо постараться максимально увеличить связь между обмотками, распределив каждую из них рав­номерно по окружности кольца.

Трудно согласиться с данной в [2] рекомендацией использовать для намотки трансформатора Т1 провод с эмалевой изоляцией типа ПЭВ. Ведь при намотке жгутиком никакой межобмоточной изоляции нет, а между обмотками этого трансформатора действует на­пряжение не менее 310 В (а с учетом выбросов при переходных процессах - и более). Но с другой сторо­ны, справочники утверждают, что даже самый тонкий ПЭВ-2 имеет изоляцию, выдерживающую сотни вольт. По мнению автора, поскольку радиолюбители частень­ко используют случайный провод, неизвестно когда из­готовленный и, возможно, хранившийся до использо­вания в неблагоприятных условиях, то лучше пере­страховаться и применять для намотки Т1 не ПЭВ-2, а провод, имеющий двойную изоляцию - например, ПЭЛШО или даже ПЭПШД, а после наладки желатель­но пропитать готовый и испытанный трансформатор хотя бы парафином.

Теперь о налаживании контроллера. Применять сложную методику, описанную в [2], с измерением тока потребления на каждом этапе, имеет смысл лишь тог­да, когда делается первый такой ИБП. В дальнейшем, когда "рука набита", достаточно правильно сфазировать обмотки II и III трансформатора Т1, убедиться с помощью осциллографа в правильной форме импуль­сов на затворах (базах) транзисторов VT1 и VT2 и, если требуется, подстроить защитные интервалы, скоррек­тировав номиналы интегрирующей цепочки R4, Сб. Первое включение с нагрузкой все же желательно де­лать на пониженном сетевом напряжении, питая ИБП через ЛАТР.          

(Прим. ред. - 20.07.2008 вышла новейшая версия про­граммы "Design tools pulse transformers 4.0.0.0". Раньше программа называлась "Transformer" (см. сообщение [3]).

Программу "Design tools pulse transformers 4.0.0.0" для расчета трансформаторов, справку по программе (файл Design_tools_pulse_transformers_4000 z р) вы можете загрузить с сайта нашего журнала:

http://www.radioliga.com (раздел "Программы")

а также с сайта автора программы:

http://www.moskatov.narod.ru/

Литература

1.   В. Стрюков. "Малогабаритный блок питания - из электронного балласта" - Радио, №3, 2004 г., с. 38.

2.   С. Макаркин. "Самодельный ИБП для импортного трансивера" - Радио, №10, 2003 г., с. 62.

3.   http://moskatov.narod.ru/

Виктор Стрюков

г. Калининград