Эволюция транзисторных УМЗЧ

А.ПЕТРОВ, г.Могилев,

(Продолжение, Начало в №№4-9/11)

На рис.51 показан ВК по структуре предыдущей схемы только с единичным коэффициентом передачи. Благодаря спаренным транзисторам составного транзистора Шик-лай и сшестеренному двухтактному повторителю такой ВК имеет очень широкую полосу пропускания (33 МГц) от низкоомного источника сигнала. Из рис.52 видно, что на частоте 20 кГц нет явных искажений типа "ступенька".



Конденсаторы С1, С2 (рис.51) служат для устранения "подвозбуда" на высоких частотах, при необходимости их емкости могут быть увеличены до 33 пФ.
Обзор будет не полным, если не остановиться на схеме выходного
каскада с коррекцией нелинейности Хауксфорда (Hawksford), приведенной на рис.53 [9].
Транзисторы VT5 и VT6 — составные транзисторы Дарлингтона. Схема смещения представляет собой модифицированную схему Али-сона, предложенную им еще в 1972 г. и позднее запатентованную в Японии. Аналогичное решение использовал в своих разработках и Акулиничев. В прототип добавлено 4 резистора и 2 транзистора. Для компенсации искажений должны соблюдаться пропорции между резисторами в соответствии с приведенными на рис.53 формулами.

Этот выходной каскад был использован в усилителе без общей ООС [10]. Его применение позволяет снизить искажения выходного каскада при работе от источника сигнала с выходным сопротивлением 0,1 ...10 кОм до 0,04% и менее во всем звуковом диапазоне. К недостаткам схемы можно отнести то, что для входных повторителей требуется напряжение смещения около 9 В, а это при общем питании всего усилителя снижает его КПД. Проблема решается отдельными источниками повышенного напряжения для входного каскада и усилителя напряжения. Именно по такому пути пошел Роберт Корделл, адаптируя эту схему для выходного каскада с полевыми транзисторами (рис.54) [11]. Такой каскад с выходными транзисторами типа IRFP240, IRFP9140 имеет искажения менее 0,06%.
С целью устранения отмеченных выше недостатков и упрощения схемы заменим входной эмиттерный повторитель параллельным повторителем, а резисторы R1 (рис.53) разобьем на 2 резистора (рис.55). В точки соединения резисторов (R5, R8 и R6, R9) подключим генераторы тока (9 мА) на транзисторах VT1, VT4. и получим схему, изображенную на рисунке.

Так как выходное сопротивление генераторов тока велико по сравнению с "разбитыми" резисторами R1, их влиянием можно пренебречь. В точку соединения резисторов R10, R12 (R2 на рис.53) вставим подстроечный резистор R11, с помощью которого можно более точно компенсировать вторую гармонику. Сопротивления резисторов R10...R12 выбраны так, чтобы обеспечить ток коллектора транзисторов VT7, VT8 около 5 мА. Рассчитаем коэффициент К:



Возьмем резисторы R5, R8 из стандартного ряда, чтобы в сумме они примерно составляли расчетное значение, и разобьем их так, чтобы токи через них были примерно одинаковыми. Снимем характеристики получившегося усилителя (рис.56) и проверим его нелинейные искажения.




Этот выходной каскад имеет наивысшее и стабильное входное сопротивление, а также широкую полосу пропускания, которая не зависит ни от изменения нагрузки, ни от изменения сопротивления источника сигнала. Нелинейные искажения не превышают 0,04% во всем диапазоне звуковых частот при изменении сопротивления источника сигнала от 100 Ом до 10 кОм.

Заменим выходные транзисторы на полевые транзисторы типа Lateral (рис.57). Применение полевых транзисторов позволило более чем вдвое расширить полосу пропускания и еще больше повысить и застабилизировать входное сопротивление. Нелинейные искажения также снизились до 0,03%. Другим замечательным свойством модифицированных каскадов Хауксфорда является то, что они имеют мягкое клипирование.

Характеристики рассмотренных трехкаскадных ВК сведены в табл.2. Анализ таблицы показывает, что первоначально оговоренным требованиям соответствуют все рассмотренные трехкаскадные ВК, кроме изображенного на рис.48. Как и в "двойках", применение буферного каскада, в том числе и параллельного повторителя, на входе "троек" ВК также снижает девиацию фазы, уменьшает выходное сопротивление, расширяет полосу пропускания и делает независимым уровень нелинейных искажений от выходного сопротивления источника сигнала.



Наилучшие параметры имеет ВК Шиклаи с параллельным буфером на входе и составными транзисторами Bryston на выходе (рис.46). Примером серьезного подхода к проектированию может служить ВК по структуре D_2B-4B-8B [8]. На высоких частотах схемы ВК на основе составного транзистора Шиклаи без буфера на входе уступают ВК на составных транзисторах Дарлингтона, хотя на низких частотах имеют некоторое превосходство (рис.41 и рис.50).

При спаривании ПТ, учитывая большой разброс параметров, необходим их предварительный отбор. Для этого собирается простое контактное устройство на основе подходящего гнезда (например, из разъема ОНЦ-ВГ), в котором контакты, предназначенные для затвора и стока, закорачиваются и к ним припаивается резистор сопротивлением 100...120 Ом. На контакт разъема, предназначенный для истока, и на резистор подают напряжение 15 В в полярности, соответствующей структуре проверяемого транзистора. При вставь ленном в разъем ПТ через него будет протекать ток около 100...120 мА, и на транзисторе будет падать напряжение. В пару годятся транзисторы с близкими падениями напряжений.
О том, что нагрузочной способности выходных каскадов в настоящее время стали уделять должное внимание, говорит тот факт, что некоторые фирмы стали указывать время, в течение которого их усилители способны развивать мощность, в 2...5 раз большую чем номинальная.

Повышению надежности усилителей за счет исключения сквозных токов, которые особенно опасны при клипировании высокочастотных сигналов, способствуют схемы антинасыщения выходных транзисторов. Варианты таких решений показаны на рис.58. Через верхние диоды происходит сброс лишнего тока базы в коллектор транзистора при приближении к напряжению насыщения. Напряжение насыщения мощных транзисторов обычно находится в пределах 0,5...1,5 В, что примерно совпадает с падением напряжения на базо-эмиттерном переходе. В первом варианте (рис.58а) за счет дополнительного диода в цепи базы напряжение эмиттер-коллектор не доходит до напряжения насыщения примерно на 0,6 В (падение напряжения на диоде).



Вторая схема (рис.586) требует подбора резисторов R1 и R2. Нижние диоды в схемах предназначены для быстрого выключения транзисторов при импульсных сигналах. Аналогичные решения применяются и в силовых ключах.

Часто для повышения качества в УМЗЧ делают раздельное питание:

-    повышенное, на 10... 15 В для входного каскада и усилителя напряжения;
- пониженное для выходного каскада.



В этом случае во избежание выхода из строя выходных транзисторов и снижения перегрузки предвыходных необходимо использовать защитные диоды. Рассмотрим этот вариант на примере модификации схемы на рис.39. В случае повышения входного напряжения выше напряжения питания выходных транзисторов открываются дополнительные диоды VD1, VD2 (рис. 59), и лишний ток базы транзисторов VT1, VT2 сбрасывается на шины питания оконечных транзисторов. При этом не допускается повышения входного напряжения выше уровней питания для выходной ступени ВК и снижается ток коллектора транзисторов VT1, VT2.

(Продолжение следует)