А.ПЕТРОВ, г.Могилев.

(Продолжение. Начало в №4/11)

1.1. Выходные каскады на базе "двоек"
"Двойка"—это двухтактный выходной каскад с транзисторами, включенными по схеме Дарлингтона, Шик-лай или их комбинации (квазикомле-ментарный каскад, Bryston и др.). Проведем простейшие исследования наиболее распространенных типовых схем выходных каскадов (ВК) без цепочки Цобеля (последовательной RC-цепи из конденсатора емкостью 0,1 мкФ и резистора сопротивлением 2... 10 Ом) и без дросселя индуктивностью 1 ...5 мкГн, обычно включаемого последовательно с нагрузкой.



Типовой двухтактный выходной каскад на '"двойке''Дарлингтона показан на рис.5. Ток покоя выходных транзисторов равен 70 мА, он выставлен источником напряжения V6 (рис.3). Резистор R3 (рис.5) можно разбить на два одинаковых резистора, подключенных к выходу (к шине Out). Однако такое решение хуже, так как в этом случае входные транзисторы раньше переходят в режим отсечки тока базы и, соответственно, позднее возвращаются в активный режим, что приводит к увеличению переключательных искажений при переходе сигнала через ноль. В приведенной схеме благодаря общему эмиттерному резистору R3 (если его сопротивление выбрано оптимально)ток через него увеличивает область активной работы входных транзисторов.



Стандартные характеристики (АЧХ и ФЧХ) при изменении нагрузки в диапазоне от 2 до 8 Ом с шагом 2 Ом и изменении сопротивления источника сигнала от 100 Ом до 10,1 кОм с шагом 2 кОм представлены на рис.6. Программа снимает характеристики на малосигнальном уровне, а так как амплитуда сигнала мала, то и входное сопротивление ВК примерно постоянно. Задав изменение сопротивления нагрузки, мы, тем самым, последовательно от графика к графику имитируем изменение входного сопротивления ВК пусть не в 15 раз, как это имеет место при реальной работе усилителя в пределах полупериода (рис.1), а всего в 4 раза.



Коэффициенты нелинейных искажений и спектры гармоник при выходном напряжении Uouj"30 В на нагрузке 4 Ом на частоте 20 кГц при сопротивлении источника сигнала 100 Ом показаны на рис.7, а при сопротивлении источника сигнала 10 кОм — на рис.8. Как видно из графиков (рис.6), полоса пропускания данного ВК сильно зависит от нагрузки и сопротивления источника сигнала, при этом "девиация фазы" на частоте 20 кГц достигает 12е. Отклонение фазы для гармоник сигнала частой 20 кГц — и того больше, поэтому они не будут компенсироваться ООС. Нелинейные искажения на частотах 1 ...20 кГц превышают 3% при сопротивлении источника сигнала 10 кОм и снижаются до 0,35% при его сопротивлении 100 Ом.



Если оценивать входное сопротивление ВК по падению напряжения на резисторе R2 (рис.3), то его входное сопротивление при выходном сигнале 30 В и нагрузке 4 Ом примерно равно 42 кОм, причем оно неодинаковое для разных полуволн сигнала, что соответствует рис.1.

Разберемся, почему "двойка" Дарлингтона в ВК имеет такую узкую полосу пропускания. Для этого нагрузим выходной каскад на конденсатор емкостью 2 мкФ и снимем характеристики (рис.9). Судя по графику АЧХ (всплеск амплитуды на емкостной нагрузке характерен для последовательного  LC-контура),  можно сделать вывод, что выходное сопротивление такого ВК имеет комплексный характер с индуктивной составляющей, причем спаривание выходных транзисторов практически не оказывает на нее влияния.



Достоинства "двойки" Дарлингтона:
- хорошая стабильность;
- низкие коммутационные искажения при небольших уровнях мощности.
Недостатки "двойки" Дарлингтона:
-  плохая стабильность напряжения смещения при динамических изменениях температуры;
-  большая рассеиваемая мощность на холостом ходу;
- повышенная восприимчивость к нелинейности коэффициентов передачи тока базы;
-  индуктивная составляющая выходного сопротивления, пропорциональная сопротивлению источника сигнала (100 Ом —0,5 мкГн, ЮкОм — 5 мкГн).

При подключении емкостной нагрузки (например, RH=1 мкФ)засчет индуктивной составляющей выходного сопротивления возникает последовательный колебательный контур на частотах 45...150 кГц, добротность которого зависит от сопротивления источника сигнала. Чем оно выше, тем больше индуктивная составляющая и выше добротность колебательного контура. Кроме того, полоса пропускания на активную нагрузку ограничена LR-филь-тром низких частот (L - индуктивная составляющая выходного сопротивления ВК).



Если эмиттерные резисторы R3, R4 (рис.10) входных транзисторов VT1, VT2 подключить к противоположным шинам питания, то эти транзисторы будут работать без отсечки тока, т.е. в режиме класса А. На первый взгляд, такой режим должен улучшить параметры ВК. Однако, как показали измерения характеристик, они практически такие же, как у обычной "двойки" Дарлингтона, лишь незначительно лучше. Искажения, вносимые выходными транзисторами, настолько велики, что преимущества режима работы входных транзисторов практически не ощутимы.

На практике для расширения области безопасной работы выходные транзисторы ВКчасто спаривают.

В пользу спаривания выходных транзисторов красноречиво говорят выходные характеристики современных мощных биполярных транзисторов. Например, для 15-амперных при токах коллектора до 5 А харак-
теристика П21Э (рис.11) имеет практически постоянное значение (у транзисторов старых разработок на начальном участке П21Э растет до определенного значения тока коллектора), а далее начинается резкий спад. Об этом же говорит и второй график (рис.12), на котором также видно, что до lc=5 А выходные характеристики линейны
и мало зависят от напряжения эмиттер-коллектор. Для дальнейшего роста lc необходимо непропорциональное приращение тока базы, к тому же, сильно зависящее от напряжения эмиттер-коллектор. Но 5 А — это как раз амплитудное значение тока при работе ВК с питанием ±40 В на чисто активную нагрузку сопротивлением 8 Ом. Понятно, что на комплексную нагрузку с номинальным сопротивлением 8 Ом одиночные транзисторы нормально работать не могут.

Эволюция электронных усилителей (Краткая  историческая  справка)
(Продолжение. Начало в №4/11)

В 1973 г. М.Отала публикует УМЗЧ с трехкаскадным усилителем напряжения (все 3 каскада —ДК) с глубокими местными обратными связями и ускоряющими конденсаторами, выравнивающими фазовую характеристику усилителя [10]. Для уменьшения динамических искажений  в первом каскаде применена коррекция в виде "связи вперед". Из-за критичности схемы к элементной базе она не получила широкого распространения. Там же приводится пример двухкаскад-ного усилителя, о котором упоминает в своей статье А.Майоров [11]. Позднее за этой структурой почему-то закрепилось название "усилитель Холтона".
В 1976 г. в "Радио" печатается статья А.Майорова [12], в которой впервые в нашей печати поднимается вопрос о динамических искажениях в УМЗЧ. Продолжение статьи опубликовано в следующем, 1977 г [11]. Рекомендации, изложенные в статье, актуальны и сегодня. В ча-
стности, для уменьшения динамических и фазовых искажений автор рекомендует делать полосу пропускания УМЗЧ, не охваченного ООО, 20 кГц и более. В статье подчеркивается, что для коренного улучшения звуковоспроизведения необходимо использовать симметрию во всех касхадах.
В 1977 г. ф-Hitachi выпускает комплементарные полевые транзисторы типа Lateral и на их основе начинают выпускаться двухкаскадные УМЗЧ со встречной динамической нагрузкой в УН и отражателем тока во втором ДК [10].
В 1977 г. в радиолюбительском журнале   ГДР   "Radio femsehen   electronic"
№14 публикуется схема усилителя с использованием ОУ [131 которая в дальнейшем легла в основу усилителя высокой верности Н.Сухова.
1978 г. знаменателен публикацией усилителя В Шушурина [14], характерной особенностью которого является использование буфера в УН Квазиком-лементармый выходной каскад выполнен с использованием диода Баксан-дала. К недостаткам усилителя можно отнести отсутствие балансировки ДК.
В 1980 г. А.Витушкин и АЛелесин публикуют схему УМЗЧ, в которой применяют индуктивную коррекцию 8 ДК [15]. В этом усилителе также использо-
ван УН с буферным каскадом, аналогичным усилителю Шушурина. Выходной каскад — квазикомллементарная "двойка". Аналогичную индуктивную коррекцию ДК позднее применил в своем усилителе Я.Токарев [16].
В 1983 г. Эрно Борбели публикует схему УМЗЧ с полностью симметричным драйвером. Сигналы с дифкаска-дов подаются на транзисторы усилителя напряжения через эмиттерные повторители [17]. В дальнейшем эта схемотехника стала прототипом множества разработок, в том числе, линейки усилителей "Lanzar". В настояшее время подавляющее большинство УМЗЧ
делается по аналогичной схемотехнике.
В 1985 г. в "Радио* выходит статья Н.Дмитриева и Н.Феофилактова [18], в которой авторы подробно анализируют причины возникновения нелинейных искажений в узлах УМЗЧ, дают подробные рекомендации по оптимальной коррекции, а в конце статьи приводят схему усилителя по схемотехнике Э.Борбели [17]. Считаю эту публикацию актуальной и сегодня, она должна быть "настольной книгой" разработчика УМЗЧ.

(Продолжение следует)